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當PLEIGER反饋開關1206 9321209620管截止后因漏感引起的振玲會隨漏感的增大而使電壓跌得更低，
更低的電壓回復需要更長的時間，
VDS的波形此時和VCC的波形是同步的，
PSR檢測電壓是通過IC內部延時4~6uS避開這個振玲來檢測后面相對平滑的電壓，
電壓恢復時間過長導致IC檢測開始時檢測到的是振玲處的電壓，
最總導致的結果是輸出電壓不穩定，甚至蕩機。
當然也有因變壓器漏感比較小，無此電阻也可以正常工作，但一致性較難控制。
此電阻的取值與RCD回路和EMC噪音有關，
一般建議取值為150~510R,推薦使用220~330R，D2建議使用恢復時間較慢的1N4007
具體可根據漏感結合RCD來調試。
2. Vcc供電和電壓檢測回路,即：D3,R3,R4,R10,C2
R4與R10的取值是根據IC的VFB來計算的。
但阻值取值對一般USB直接輸出的產品來說，以IFB=0.5mA左右來計算。
若為帶線式產品，因考慮到線損帶來的負載調整率差，
可保持VFB電壓不變，同時增大R4和R10的阻值，減小IFB的電流，
具體IFB的電流取值需根據輸出線材的壓降來調試，
如設計為5V/1A的產品，假設輸出空載為5.10V，
調試的最佳狀態是負載0.5A時，輸出電壓達，如4.90V，
再增加負載，電壓會因IC內部補償功能喚醒使輸出電壓回升，
當負載達到1.0A時，輸出電壓回升到5.10V左右。
之前有做過一款輸出5V/1A線長3.5米的產品，設計時IFB=0.15mA，
輸出空載在5.15V左右，負載0.5A時輸出為4.85V左右，負載1A時輸出為5.14V左右。
聽很多PSR IC的FAE說過，PIN1腳的C5也有此功能，但實際應用效果不明顯。
D3應該大家都知道要用恢復時間較快的FR107。
R3和C2需取相對較小的值，
R3在VCC供電回路鐘有一定的抗沖擊和干擾的作用，但相對PWM線路來講，其取值需相對較小，不大于10R，一般取2.2~4.7R。
C2取值不大于10UF，一般取4.7UF。
因為電源開啟和負載切換時，VFB的電壓會因C2的容量增大和R3的限流作用導致拉低，從而使輸出產生電壓尖峰。
若更嚴重得導致PSR延時檢測開啟而VFB電壓仍未建立，輸出的電壓尖峰會更高。
3. 輸出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1
R11和LED1是輸出的假負載，為避免IC在空載進入間歇模式導致輸出電壓不穩定而設置的。
D5的作用是防止回授失效而設置的過壓保護，一般取值為6.2V。
C3,C7不僅是輸出濾波，而且需有足夠的容量來防止PSR IC在延時檢測未開啟前輸出電壓不受控而過沖。
若容量不夠，會導致輸出電壓過沖而被D5鉗位，被D5鉗位到6.2V后會導致反饋線圈的電壓也上升，從而出現輸出電壓持續在6.2V左右，且有功率損耗，D5會嚴重發熱，但不會馬上損壞。
曾經有人把這個D5去掉了，測試發現電容容量小導致的過沖現象有，但過沖后的電壓因為沒有D5鉗位而正常了，
無Y不影響輸出紋波，PSR線路的紋波一般都很小，這也是輸出端不用加差模電感的主要原因，5V/1A一般控制在100mV以內是沒問題的，如果對紋波沒有要求，量產品一般在65~85mV之間，如果采用稍好些的LOW ESR的電容，在50mV以內也是沒問題的。
1. 因為IC是內阻圖騰驅動MOS的，MOS導通需要10V以上，所以圖騰的電壓要高于10V，但因為圖騰是直接驅動MOS的，驅動電壓太高不僅會增加驅動的損耗而且會使EMI變差，IC的VCC和內部的圖騰是相連的，所以VCC的電壓建議取15V左右，保證在空載是最小值要大于10V。
2. 分壓電阻的VFB在IC的規格書上是定義2.0V的，實際因為漏感的影響和考慮到線損不補償，所以還是需要再調節的。
線損的補償是會導致輸出電容端的電壓增大，但VFB不會變為2.1V，因為這里的2.1是有效值，舉個例：如果你的VFB分壓電阻有原來的100K:10K變為10K:1K，此時的VFB有效值電壓是不變的，但峰值電壓會變小。在IC的規格書中沒有仔細的說明，我的理解是這樣的，VFB端在IC內部是有一個固定的RC電路再進入比較器比較的，所以在保持VFB電壓不變的情況下，可以通過同時增大VF端的分壓電阻來調節補償電源，但分壓比例會有受VF端內部的RC影響而有偏差，比如：要使輸出電壓為5.0V，原本采用的分壓電阻為10K和1K，同時增大分壓電阻后，要使輸出電壓仍在5.0V，分壓電阻可能會是90K和10K，而不是100K和10K。
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